為了濾除電流檢測信号前沿尖峰，現在的峰值電流模式控制器都具有前沿消隐時間（Leading Edge Blanking LEB），這個設置會導緻二個問題：

1、輸出短路時，無法提供可靠的過流保護；

2、低占空比應用，如19V輸入、1V輸出，800kHz工作頻率，導通時間小于LEB時間，系統無法正确調節，如圖1所示；另外，在這種應用中，輸出短路時，輸出回路的阻抗和短路電流的乘積所得的電壓值，很難降低到低于0.5VFB、更不用說0.2VFB，因此，輸出短路的頻率折返功能将無法起作用。

Is*Rout > 0.2*VFB

Is：短路電路；

Rout：輸出回路電阻。

圖1 過小導通時間系統無法正确調節

低占空比應用，BUCK變換器上管導通時間短，下管導通時間長，對于峰值電流模式，在非常短的上管導通時間内，無法及時檢測到電流信号；但是，如果檢測下管電流，就有足夠時間準确的檢測到電流信号。基于這種電流檢測的控制方式，稱為谷底電流PWM控制方式，以及COT固定導通時間控制方式。下面以COT控制方式為例，說明它的限流保護原理。

COT控制方式，就是檢測下管電流，也就是輸出電感鋸齒波的谷底(點)電流。通常，在谷底電流點時刻，下管關斷，經過短時的死區時間後，上管再開通。

谷底電流檢測，可以檢測下管功率MOSFET的導通壓降，也就是使用下管的導通電阻RDS(ON)，作為電流取樣電阻。由于功率MOSFET的導通電阻随溫度變化的範圍大，為了獲得正确的電流檢測信号，系統内部必須具有溫度補償電路，這種電流取樣方式成本低，效率高。

另一種方式就是下管串聯外部的取樣電阻，這種方式電流取樣的精度高，也不需要溫度補償，但成本高，影響系統的效率。

COT控制模式的BUCK變換器輸出短路時，谷底電流會逐漸擡高，如果設定一個電流值，當谷底電流增加到高于這個電流值時，下管就不再關斷，一直保持導通狀态， 直到谷底電流降低到等于這個值時，才關斷下管，如圖2所示。

圖2 谷底限流工作原理

這種控制方式問題在于、不同的輸出電感值，不同的輸入電壓，峰值電流不相同：

L*di/dt = Vin – Vo

輸出電感越小、輸入電壓越大，峰值電流值就越大，電感平均電流也就越大，如圖3所示。如果電感選擇不合适，在一些應用條件下，電感可能會飽和，就會産生風險。同樣的，系統不能一直工作在電流較大的限流狀态，在确認進入谷底限流後，不同芯片會使用不同的保護工作模式。

圖3 不同工作條件電感峰值電流和平均電流

1、Hiccup打嗝工作模式

當進入谷底限流後，延時一段時間，然後系統再檢測，如果輸出仍然短路、還工作在谷底限流狀态，系統就同時關閉上、下管的驅動信号，停止工作。然後，延時更長的一段時間，系統重新啟動，如此反複，如圖4、圖5所示。如果系統檢測到輸出短路消除，就進入到正常工作。

延遲時間使用内部的時鐘信号計數，計數器計滿一定的個數如512、1024、2048、4096，…，設定相應的延遲時間。

圖4 打嗝工作模式

圖5 進入打嗝工作模式波形

2、降低谷底限流值

當進入谷底限流後，延時一段時間，然後系統再檢測，如果輸出仍然短路、還工作在谷底限流狀态，系統就降低設定的谷底限流值，例如，降低到原來谷底限流值的1/2，從而降低輸出電感的峰值電流和平均值電流，保證系統的安全，如圖6所示。

圖6 降低谷底限流值

3、同時使用峰值限流和谷點限流

當系統工作條件如輸入電壓、輸出電感發生變化的時候，輸出電感的峰值電流、平均電流也随之發生改變，就産生了上面的應用問題。如果系統同時檢測峰值電流和谷底電流，同時使用峰值限流和谷底限流，這樣，不管什麼工作條件，當輸出短路時，輸出電流相當于工作在恒定的平均電流，也就是恒流輸出狀态，如圖7所示。由于電感的峰值電流和平均電流工作在合理設定的範圍内，這樣系統安全可靠；同時，瞬态輸出短路或過載消除後，輸出電壓恢複的響應速度非常快。

圖7 峰值限流和谷點限流的恒流模式

4、同步BUCK變換器下管的負向電流限流保護

在同步BUCK變換器中，還有一個電流要進行限制保護，就是當系統輸出從大負載切換到輕載或空載，如果下管導通的時間較長，當輸出電感的電流過0後，下管還保持導通狀态，那麼，輸出電壓就會對輸出電感反向激磁，形成負向電流，也就倒灌電流，如圖8所示。下管的電流從原來的源極S流向漏極D，變為從漏極D流向源極S，如圖9所示。當下管關斷時，可能導緻功率MOSFET産生雪崩發生損壞。

圖8 下管負向電流限流

a) 下管正常工作電流方向

b) 下管反向電流方向

圖9 下管電流工作方向

因此，在系統的内部，也要對下管的負向電流進行限流保護，當下管的負向電流達到一定值，就提前關閉下管。